安森美(onsemi)发布了第二代1200V碳化硅 (SiC) MOSFET,命名为M3S,其中S代表开关。M3S 系列专注于提高开关性能,相比于第一代1200V碳化硅MOSFET,除了降低特定电阻RSP (即RDS(ON)*Area) ,还针对工业电源系统中的高功率应用进行了优化,如太阳能逆变器、ESS、UPS 和电动汽车充电桩等。帮助开发者提高开关频率和系统效率。本应用笔记将描述M3S的一些关键特性与第一代相比的显著性能提升,以及一些实用设计技巧。本文为第一部分,将重点介绍M3S的一些关键特性以及与第一代相比的显著性能提升。
碳化硅功率器件在提高效率或增加功率密度方面不断迭代,大量应用在能源基础设施领域,包括太阳能、UPS、储能和电动汽车充电系统等。较低的开关损耗能够实现更高的效率,减少散热,并提高开关频率,缩小无源元件尺寸。这些优势足以证明碳化硅功率器件较高的成本是物有所值。

 

安森美已经发布了第一代1200V碳化硅MOSFET产品,命名为SC1,如表1所示,产品线覆盖20mΩ到160mΩ。尽管与工业电源系统1200V开关中的传统解决方案IGBT相比,SC1的性能实现了大幅提升,但它针对的是通用领域,设计参数折中,没有特别针对某个领域。一些工程师在产品设计时,希望选择更针对他们应用领域的特定产品。

 

安森美第二代1200V碳化硅MOSFET分为两种核心技术,一种是T设计,另一种是S设计。T设计主要针对逆变器,因此需要更低的RDS(ON)和更好的短路能力,而不是更快的开关速度。S设计对高开关性能进行了优化,因此设计具有较低的QG(TOT) 和较高的di/dt和dv/dt,从而降低开关损耗。M3S产品分为13/22/30/40/70mΩ,适配TO247−3L/4L和D2PAK−7L分立封装。

表1. 分立封装中的1200V碳化硅MOSFET(工业级为'T',车规级为'V',AEC−Q101)

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M3S(第二代)对比SC1(第一代)的主要特征

本节介绍与第一代(NTH4L020N120SC1、1200 V/20 m、TO247−4L)相比,第二代(NTH4L022N120M3S、1200 V/22 m、TO247−4L)的主要特性。测试使用标准样品在同一试验台下,使用相同参数进行的。

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RDS(ON),温度系数
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导通电阻RDS(ON)是系统性能的关键参数。RDS(ON)越低,导通损耗就越低。而且温度系数也很重要,因为器件在运行后会发热,系统中的实际导通损耗是指高温下的RDS(ON)

 

MOSFET的RDS(ON)主要由三个部分组成:沟道电阻、JFET区电阻和漂移区电阻。沟道电阻具有负温度系数(NTC),其他电阻具有正温度系数(PTC)。RDS(ON)的整体温度系数特性由这些电阻的组成决定并主导。

 

在图1中,NTH4L020N120SC1的RDS(ON)在150°C时比在室温约25°C时增加了31%,而 NTH4L022N120M3S在相同条件下增加了74%。该结果表明SC1在同样条件下很大程度上受沟道电阻影响。当系统负载变重时,高温下的增加越少,导通损耗就越低。仅就导通损耗而言,SC1可能优于M3S。然而,由于在高开关频率下运行的应用中,导通在损耗中的比例相对较低,所以在应用中这并不占优势。事实上,受沟道电阻的影响,与第二代相比,SC1需要更高的正栅极偏置(VGS)才能完全导通,这就需要在驱动电路上进行额外的设计。因此,M3S更适合快速的开关应用。

 

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图 1. 归一化 RDS(ON)与温度的关系

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VGS(TH),温度依赖性
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阈值电压 VGS(TH)是使源极和漏极之间形成沟道的最小栅极偏置。具有负温度系数。在相同的技术下,具有较低VGS(TH)也会具有较低的RSP,但降低VGS(TH)存在障碍。较低的VGS(TH)抗噪性较差,会通过米勒电容产生的dv/dt引起电流尖峰,通过共源电感上的di/dt引起电压尖峰,导致寄生电感和电容之间的谐振。这会使电路和PCB布局设计变得复杂。

 

在图2中,M3S显示出与SC1相同的VGS(TH)温度依赖趋势,并在与标准样本的实际测量中,高温下的VGS(TH)略高,尽管数据手册中的典型VGS(TH)分别为2.72V和2.70V,但这表明M3S即使在VGS(TH)相似的水平下也实现了更好的RSP性能。NTH4L022N120M3S在数据手册中的最小值VGS(TH)高0.2V,2.04V对比1.8V,可以降低噪声干扰。

 

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图 2. 阈值电压与温度的关系

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VGS(OP),推荐工作栅极电压
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推荐的工作栅极驱动电压,是通过考虑性能(如 RDS(ON)、开关损耗(EON、EOFF)、体二极管的正向压降(VF)及其反向恢复损耗(EREC))和可靠性,特别是栅极氧化层质量来确定的。

 

如表2所示,M3S推荐使用-3V作为负栅极偏置供电电压,18V作为正栅极偏置,而 SC1对应的电压为-5V/20V。SC1需要更高电压的原因是对通道的控制不如M3S。较高的VGS(OP)也需要在VGS中有更高的最大额定值,以保证足够的设计余量,从而导致栅极氧化层厚度增加,降低了通道迁移率和跨导,减慢了开关速度。

 

此VGS(OP)是推荐值,并非唯一可用的值。可以在最大VGS 范围内根据每个系统的要求进行选择。适当的VGS(OP)选择在“如何选择合适的VGS(OP)”部分中进行详细描述。

 

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表 2. 1200V碳化硅MOSFET的栅源电压

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QG(TOT),总栅极电荷
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总栅极电荷指MOSFET导通或关断瞬态过程中所需的电荷量。电荷量是电流乘以时间(Q=I*t)。这意味着更高的QG(TOT)需要在相同时间内提供更高的栅极驱动电流,或者在相同栅极电流下需要更长的时间来进行栅极驱动,这需要栅极驱动电路具有更高的驱动能力。

 

给定条件下,NTH4L022N120M3S的电荷量为135nC,并且RDS(ON)*QG(TOT)的FOM(Figure of Merit,品质因数)因子比NTH4L020N120SC1降低了44%,这意味着在相同的RDS(ON)器件中,只需要56%的栅极电荷进行开关。由于这一特性,可以减轻栅极驱动的负担,对栅极驱动器的灌电流和拉电流能力要求更低,更便于并联操作。

 

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图 3. 总栅极电荷

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EOSS,在COSS中存储能量
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MOSFET在节点间必然存在寄生电容,栅极和源极之间的CGS、栅极和漏极之间的CGD、漏极和源极之间的CDS。在瞬态响应期间,这些电容需要充电和放电,这限制了电压斜率dv/dt。较大的输出电容(COSS=CGD+CDS)需要更长的时间和更大的能量来进行充电和放电。在硬开关场景中,如果再次放电时没有回收到其他存储组件中,COSS中充电后存储的能量将通过MOSFET的通道或其他寄生电阻耗散。EOSS的损耗包含在器件的开关损耗中,与高电流下的开关损耗相比,这种电容性损耗在低电流下看起来并不大,比如系统轻负载场景。由于EOSS取决于漏源电压,而不是电流,因此成为轻负载时效率的关键损耗。更大的EOSS 对磁化电感的选择要求更高,会使软开关应用的设计变得困难。

 

图4显示M3S的EOSS要低得多。在RDS(ON)*EOSS的品质因数图中,M3S比SC1减少了44%,因此能在系统轻负载时提供更高的效率,并便于变压器和电感部分的设计。

 

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图 4. EOSS,COSS 中的储存能量

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外部碳化硅SBD的电感硬开关特性
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导通和开关损耗(EON、EOFF)是系统效率中的非常关键的参数。特别是对于高开关频率拓扑的应用,要实现高效率,那么降低开关损耗比降低导通损耗更重要。更好的开关性能可以提高开关频率,有助于减小电感器、变压器和电容器等能量存储元件的尺寸,从而减小系统的体积。

 

开关损耗可以在双脉冲测试电路中测量。基本开关波形如图5(a)所示。损耗的开关周期定义为:EON从栅极增加的10%到VDS=0V,EOFF从栅极下降的90%到ID=0A。开关条件为 VDS=800V,VGS=−3V/18V,RG=4.7Ω,25°C。续流二极管用作碳化硅SBD(肖特基势垒二极管),型号为FFSH30120A,对EON没有反向恢复电荷影响,只有电容损耗影响EON。产品封装为TO247-4L,提供开尔文源极连接,消除了栅极驱动回路中共源寄生电感的影响。门极驱动IC采用14A灌电流和拉电流能力,预留空间足够大,因此开关不受门极驱动的限制。双脉冲测试电路的寄生回路电感从直流链路正极(+)到地测量值为30nH。

 

图5(b)显示在给定条件下,NTH4L022N120M3S实现了开关性能的大幅提升,EOFF降低了40%,EON降低了20-30%,总开关损耗比NTH4L020N120SC1降低了34%。在高开关频率的应用中,将消除在“RDS(ON)温度系数”部分中描述的较高RDS(ON)温度系数的缺点。M3S在这类应用中进行了一系列优化。

 

由于电容不是独立于温度的,并且碳化硅SBD只有电容损耗,随着温度的升高,开关损耗不会显著增加,但可能会因测量误差,外部电阻器和驱动芯片等发热引起的第三方因素而增加几个百分点。

 

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(a)理论电感开关波形

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(b)@ VDS = 800 V, VGS = -3 V/18 V, RG = 4.7 Ω, 25°C, Lσ = 30 nH 时的电感开关损耗与漏电流

图 5. 电感开关损耗

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体二极管特性
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安森美碳化硅MOSFET也具有与硅MOSFET类似的pn结本征双极体二极管。由于材料的宽带隙特性,碳化硅MOSFET的正向电压相对高于硅MOSFET,因为pn结的内置电压更高。一般来说,IGBT芯片在封装内有一个额外的独立二极管,称为共封装或反并联,IGBT是单向器件,除非它是反向导通IGBT技术。因此,IGBT在共封装二极管的选择上有更多的选择,如低VF 二极管、快速恢复二极管或碳化硅SBD。无论是体二极管还是共封装二极管,都需要用于从相反的直流输入连接旁路反向电压,或在软开关应用中用于ZVS,或在桥式拓扑中的硬开关中作为续流二极管,这需要更快的反向恢复以提高系统效率。

 

图6显示了推荐的-3V负偏置下的漏电流的正向电压特性,称为第三象限特性。与硅 PIN二极管约1.5~3V和碳化硅SBD约1.5V相比,NTH4L020N120SC1在40A和25°C时的VF相对较高,为3.8V,NTH4L022N120M3S为4.5V。对于二极管导通损耗至关重要的情况下,需要采用正栅偏压如18V的SR(同步整流器)模式操作,这是降低导通损耗的最有效方法,通过反向导通电流从源极到漏极,其中压降随RDS(ON) 变化而变化。否则,将需要额外的二极管实现。

 

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图 6. 体二极管正向电压

 

与大多数载流子器件如碳化硅肖特基势垒二极管不同,碳化硅MOSFET的体二极管通过PIN二极管结构中的少数载流子注入而具有反向恢复电荷(QRR),注入到轻掺杂漂移区的少数载流子需要时间释放,称为反向恢复时间(tRR)。在释放电荷期间,二极管会消耗损耗,称为反向恢复损耗(EREC)。由于注入的少数载流子更多,复合寿命更长,随着温度的升高会增加。图7显示NTH4L022N120M3S比NTH4L020N120SC1具有更快的恢复时间和更低的恢复电荷,提高了约40%~50%。即使在VF较高的情况下,M3S由于具备卓越的反向恢复特性,在体二极管与有源开关换向的桥式拓扑中也能提供更好的性能,特别是对于高频应用。

 

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图 7. 体二极管的反向恢复

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自体二极管的导通开关性能,EON(BD)
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在桥式拓扑中,体二极管与有源开关换向。在反向恢复期间,电桥短路并产生直通电流Ipeak如图 5 (b) 所示,这使得EON变大。较高的QRR和较长的tRR会导致较高的Ipeak,从而导致电桥拓扑中的EON较高。

 

图8是在同一双脉冲测试台上,在指定条件下,自体二极管的导通开关损耗 (EON(BD))的结果。NTH4L022N120M3S的EON(BD)比NTH4L020N120SC1低45%。这个值碳化硅SBD增加了30%,这意味着QRR对EON损耗的影响。

 

从VF、QRR和EON(BD)的结果可以看出,M3S的体二极管是针对高频应用设计的,并且随着开关频率的增加而更具优势。

 

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图 8. 体二极管的导通开关损耗 @VDD = 800 V,VGS = −3 / 18 V,RG = 4.7,Lσ = 30 nH

原文始发于微信公众号(安森美):全面升级!安森美第二代1200V SiC MOSFET关键特性解析

作者 liu, siyang